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该拓扑由输入电容器CIN、两个MOSFET开关 Q1 和 Q1、电源变压器 T1、两个钳位二极管D3 和 D4、两个整流二极管D1 和 D2 以及由 LO 和 Co 组成的输出滤波器组成。
下面的图 2a 和 2b 描绘了双开关正激转化器作业原理。Q1 和 Q2 一起导通和截止。当它们翻开时，如图 2a 所示，电力经过变压器和输出滤波器传送到负载。
当MOSFET关断时，如图2b所示，原边电路中的功率被堵截，原边绕组上的电压将回转，直到点端被D3钳位回来，非点端被D4钳位到VIN。因而，每个 MOSFET 将接受 VIN 的关断电压应力巨细。
不只来自变压器磁化电感的能量被钳位，更重要的是，漏感能量也被钳位并经过二极管 D3 和 D4 回来到输入电源总线。导通期间存储在漏感中的能量不用在电阻缓冲器或 MOSFET 自身中耗散。
与单开关办法比较，这一长处削减了体系功率损耗并下降了体系噪声，由于一般与感应能量开释相关的振铃现在被钳位。因而，无需缓冲电路，转化器的 EMI 特征也大大下降。
单开关正激转化器中的变压器磁芯复位一般是经过第三复位绕组来完结的。一般复位绕组的匝数与初级绕组相同。因而，内核将一直以等于晶体管导通时刻的复位时刻复位。MOSFET 开关上的电压应力将是输入电压加上走漏能量引起的尖峰的两倍。
经过将 MOSFET 开关的占空比限制为低于 50%，变压器磁芯将一直在每个周期重置。双开关正激转化器以完全相同的办法复位变压器，无需额外的复位绕组，由于D3和D4的导通有效地将相反极性的输入电压施加到电源变压器初级绕组以复位磁芯。
由于 MOSFET 上的漏极至源极电压被钳位至 VIN，因而峰值电压应力是多少并不存在不确定性。这个长处怎样着重都不为过。单开关办法中的峰值电压应力与漏感值、开关速度和电路布局成正比。漏感难以操控，而且即便在规划投入生产后也常常会发生变化。
乍一看，高侧 MOSFET 的串联传导损耗似乎是额外的功耗。但是，对 MOSFET 工艺特性的研讨标明，双开关拓扑实际上能够大大削减传导损耗。关于具有 36V 至 75V 输入运用的单开关正激转化器，假如漏感尖峰得到操控，常常要 200V MOSFET。
芯片尺寸以及 MOSFET 的本钱与导通电阻 （RdsON） 和额外电压成正比。尽管双开关办法需求两个串联的 MOSFET，但关于给定的芯片尺寸，两个 MOSFET 的总电阻一般能够小于具有两倍电压才能的单个开关。
运用两个开关时，栅极驱动损耗明显较高，但 Rds（ON） 较低且消除漏感损耗一般会进步转化功率。消除缓冲器元件和操控漏感效应是双开关拓扑的一大长处，尤其是在较高输入电压下。
较高输入电压的运用一般具有更多的初级匝数，这往往会添加漏感和损耗。双开关办法的优势跟着输入电压的添加而添加，但较低输入电压的运用一般也能获益。
从历史上看，驱动高侧 MOSFET 关于双开关拓扑来说一直是一个应战，由于高侧 MOSFET 需求起浮栅极驱动器。新式单片IC稳压器使用由高速电平移位电路操控的自举电容器技能，消除了高端 MOSFET 栅极驱动的难题。下面的图 3显现了高端栅极驱动完成的框图。
双开关正激的优势在集成解决方案中变得更明显，其间完好的操控电路、高侧和低侧开关的栅极驱动，乃至两个高压MOSFET 都能够集成在同一 IC 中。
经过钳位MOSFET上的电压应力，功率转化器的输入电压规模能够挨近MOSFET的额外电压，充沛的使用MOSFET的工艺才能。比较之下，单开关正激转化器的输入电压规模被限制为小于 MOSFET 标称电压的一半。
下图4所示为双开关反激变换器拓扑结构，由两个MOSFET开关Q1和Q2、电源变压器T1、两个钳位二极管D1和D2、次级整流二极管DO、输入滤波电容CIN和输出滤波电容CO组成。
两个 MOSFET 开关一起翻开和封闭，就像双开关正激转化器相同。反激变压器的作业用双绕组来描绘。当初级 MOSFET 作业时，能量被供给给初级电路中的电感器，然后当初级 MOSFET 封闭时，能量被开释到次级电路。
初级和次级绕组之间的耦合历来都不是完美的；假如不加以操控，这种漏感或许会在单开关办法中损坏初级 MOSFET。双开关反激式中的钳位二极管用于将走漏能量康复回输入，并将每个 MOSFET 的关断峰值电压钳位在 VIN 处。
双开关反激式与双开关正激式具有一切相同的长处。MOSFET 开关上的电压应力被钳位至 VIN，而且漏感能量回来到输入，而不是耗散在单开关办法中常常要的缓冲器中。
图 3 所示的相同技能可用于高侧 MOSFET 栅极驱动。与单开关反激转化器相同，双开关反激转化器能在不接连或接连导通形式下运转。
